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 Al diseñar el diagrama del circuito de reloj de un MCU, si se utiliza un oscilador de cristal activo como fuente de reloj, se suele añadir una resistencia de varias decenas de ohmios a su salida. Esta resistencia cumple principalmente las siguientes funciones:1. Adaptación de impedanciaCuando la impedancia de salida del oscilador de cristal activo no coincide con la impedancia de la línea de transmisión de la PCB (normalmente 50 Ω), puede producirse una reflexión de la señal, lo que provoca sobreimpulso y oscilación. Al añadir una resistencia de 33 Ω en serie en la fuente (formando una coincidencia de 50 Ω con la resistencia interna del oscilador de cristal de aproximadamente 20 Ω), se pueden absorber las señales reflejadas, reduciendo así el coeficiente de reflexión.2. Reducción de la EMILa señal de salida de un oscilador de cristal activo es una señal de onda cuadrada. Los flancos pronunciados y la oscilación de alta frecuencia resultante generan una gran cantidad de ruido de alta frecuencia, que se irradia hacia el exterior, lo que provoca problemas de compatibilidad electromagnética (CEM) y podría afectar a otras partes del sistema o fallar las pruebas de CEM. La resistencia en serie suaviza los flancos de la señal, reduciendo los componentes de alta frecuencia de la señal y, por lo tanto, reduciendo eficazmente la radiación electromagnética (EMI). Esta es una medida de supresión de EMI económica y eficaz.3. Limitación de la corriente de salida del oscilador de cristal y protección de la etapa de salidaEl controlador de salida de un oscilador de cristal activo suele tener una capacidad limitada. Si la capacitancia de entrada de la carga subsiguiente es alta, o si se produce un cortocircuito accidental (aunque poco frecuente), se generará una gran corriente instantánea de carga y descarga en el momento de la transición de onda cuadrada (corriente de carga i = C * dv/dt). La resistencia en serie puede limitar esta corriente de pico, reduciendo la carga en la etapa de salida interna del oscilador de cristal, proporcionando cierto grado de protección y mejorando la fiabilidad del sistema.

La función de un TVS (Supresor de Tensión Transitoria) es proteger los circuitos electrónicos de daños causados ​​por sobretensiones transitorias (como rayos y descargas electrostáticas). Garantiza la seguridad del circuito al bloquear y desviar rápidamente la energía de las sobretensiones. En el diseño de circuitos de protección TVS, se suele conectar una resistencia en serie, como se muestra en la Figura 1, donde una resistencia de 22 Ω se conecta en serie con las líneas de recepción y transmisión del circuito de interfaz de comunicación RS232. El TVS se conecta en serie con la resistencia para absorber energía durante eventos de sobretensión, protegiendo el circuito y limitando la corriente. Esta configuración garantiza que, cuando el circuito se ve amenazado por una sobretensión transitoria, el TVS pueda intervenir rápidamente y absorberla eficazmente, protegiendo así a otros componentes del circuito. Al mismo tiempo, la resistencia en serie regula aún más la magnitud de la corriente, evitando que el TVS se dañe por una corriente excesiva mientras absorbe la sobretensión.Figura 1 Interfaz de comunicación RS232Generalmente, existen dos maneras de conectar un TVS con una resistencia en serie: una es colocar la resistencia después del TVS, como se muestra en la Figura 2, y la otra es conectar la resistencia antes del TVS, como se muestra en la Figura 3. Estos dos métodos varían según la aplicación. El método de conexión frontal puede reducir la corriente de entrada, mientras que el método de conexión trasera permite una división de tensión secundaria y una limitación de corriente más eficaces.Figura 2Figura 3En el circuito mostrado en la Figura 2, el dispositivo TVS absorbe inicialmente la mayor parte de la corriente de entrada. Posteriormente, cualquier tensión o corriente residual restante se divide y se limita de nuevo mediante la resistencia R2. Este diseño protege la carga aguas abajo con mayor eficacia. Sin embargo, si la impedancia de la carga aguas abajo es mucho mayor que la de la resistencia R2, el efecto de división de tensión y limitación de corriente se reduce considerablemente, y la función de la resistencia R2 se ve reducida. En el circuito mostrado en la Figura 3, considerando la magnitud de la corriente de entrada, si la sobretensión es pequeña, se puede seleccionar una resistencia de potencia adecuada y colocarla antes del TVS. De esta manera, la resistencia compartirá una pequeña porción de la corriente, reduciendo así la corriente de entrada (IPP). En consecuencia, la tensión de sujeción Vc del TVS también disminuirá en consecuencia, mejorando aún más el efecto de protección en la carga aguas abajo.

El RS485 se utiliza ampliamente en diversos campos, como instrumentos inteligentes industriales y equipos de comunicación, gracias a su alta capacidad antiinterferencias y bajo coste. Sin embargo, los entornos industriales son complejos y están sujetos a graves interferencias electromagnéticas. Los sistemas RS485 sin aislamiento presentan las siguientes desventajas:(1) En entornos exteriores o industriales, las caídas de rayos y los cambios de energía pueden generar sobretensiones transitorias de alto voltaje, que pueden dañar fácilmente el circuito posterior;(2) Cuando varios dispositivos comparten el bus RS485, una falla en un nodo (como un cortocircuito) puede provocar que falle todo el bus;(3) Cuando la distancia entre 485 nodos de comunicación es excesiva (superior a 50 metros), la tierra de referencia de cada nodo se conecta a la tierra local. Si existe una gran diferencia de tensión entre las tierras en ambos extremos, el potencial de tierra se superpone a la línea de señal como una tensión de modo común, que puede superar el rango de tensión de modo común que el puerto puede soportar, lo que afecta la comunicación normal o incluso daña el circuito de backend.(4) Cuando los planos de tierra entre nodos de comunicación 485 distantes están conectados mediante cables (como cables 485 blindados), el cable de tierra formará un bucle de tierra con la tierra, acoplando ruido de modo común externo y generando corrientes de bucle de tierra, que pueden provocar que todo el sistema de circuito falle.Si existen estos factores desfavorables, o si las normas de seguridad exigen aislamiento eléctrico entre dispositivos para evitar fugas o chispas que causen peligros, se debe considerar una solución RS485 aislada. Un circuito RS485 aislado añade capacidades de aislamiento eléctrico al circuito no aislado, lo que resulta en una mayor resistencia a las interferencias y mayor estabilidad del sistema. Lograr el aislamiento en un circuito RS485 requiere el uso de dispositivos de aislamiento, como optoacopladores, aisladores magnéticos y chips de aislamiento. Los optoacopladores son los dispositivos de aislamiento más utilizados y son relativamente económicos. La velocidad del optoacoplador debe cumplir con los requisitos de velocidad en baudios; generalmente, se utilizan optoacopladores de alta velocidad para el aislamiento eléctrico RS485, y se necesita un módulo de aislamiento CC-CC para proporcionar alimentación independiente al nodo. La Figura 1 muestra una solución de aislamiento eléctrico RS485 de bajo costo.

RS232 (también conocido como EIA RS-232) es uno de los estándares de interfaz de comunicación serie más utilizados. Utiliza comunicación full-duplex y requiere tres líneas: tierra, transmisión y recepción. RS-232 solo es adecuado para la comunicación punto a punto entre dispositivos. Debido a su señal unipolar, presenta una baja capacidad antiinterferente. Por lo tanto, RS232 mejora la antiinterferencia de la señal y aumenta la distancia de transmisión al aumentar el nivel de voltaje. RS232 utiliza niveles lógicos negativos, con un nivel lógico 0 de [3, 15] V y un nivel lógico 1 de [-15, -3] V.La distancia máxima de transmisión del estándar RS232 se ve afectada por muchos factores, principalmente dependiendo de la velocidad de transmisión, las características del cable, la capacidad de conducción del chip y las características de transmisión de la señal.1. Velocidad de transmisiónLa distancia de transmisión es inversamente proporcional a la velocidad en baudios. Cuanto mayor sea la velocidad en baudios, mayor será la atenuación y distorsión de la señal.A 19,2 kbps la distancia no suele superar los 15 metros.A 9,6 kbps la distancia puede alcanzar los 30-50 metros.A velocidades tan bajas como 1,2 kbps, puede alcanzar los 300 metros (con otras condiciones optimizadas).2. Características del cableEl estándar RS232C especifica que el controlador puede tener una carga capacitiva de 2500 picofaradios. Al utilizar un cable de comunicación con una capacitancia de 150 picofaradios por metro, la distancia máxima de comunicación puede alcanzar los 15 metros. Si se reduce la capacitancia por metro del cable, teóricamente la distancia de comunicación puede aumentarse proporcionalmente.3. Capacidad de conducción de chipsLos primeros chips tenían capacidades de conducción más débiles, mientras que los chips modernos (como el MAX232) pueden soportar distancias más largas con corrientes de conducción que alcanzan 1 mA.4. Características de transmisión de señales• RS232 utiliza un método de transmisión de señal de un solo extremo, lo cual presenta problemas como el ruido de tierra común y la incapacidad de suprimir eficazmente la interferencia de modo común, lo que limita aún más su distancia de transmisión. El uso de cables blindados para reducir la interferencia electromagnética externa también puede aumentar la distancia de transmisión.En aplicaciones prácticas, las líneas de comunicación RS232 se utilizan normalmente para comunicaciones de corta distancia (hasta 20 metros).

In industrial applications, to accurately measure temperature values, we typically use a PT100 bridge circuit to sample and convert resistance changes into voltage changes. To obtain different measurement ranges, the sampling resistors are divided into 100 ohms and 50 ohms. Method 1 and Method 2 are the measurement calculation formulas for PT100. The specific differences are as follows: Method 1: (PT100) Reference resistor R3 = 100Ω. This method cannot measure temperatures below zero. The measurement temperature range of Method 1 is >= 0℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 100Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN as Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage. Method 2: (PT100) Reference resistor R3 = 50Ω, measuring resistance offset downwards by 50 ohms, measuring temperature range >=-125℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 50Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage.   Through the calculation process above, we obtained the calculated resistance value of the PT100 by measuring the sampled voltage. To ultimately obtain the relationship between resistance and temperature, typical methods include table lookup and iterative methods.

En el circuito de reinicio del STM32 que se muestra en la Figura 1, se suele conectar un diodo de conmutación en paralelo con el terminal de resistencia del circuito de reinicio RC. La función principal de este diodo es acelerar la liberación de la carga del condensador.Figura 1 Circuito de reinicio del STM32Figura 2 Ruta de descarga del circuito de reinicio del STM32En un circuito de reinicio RC, un diodo de descarga es indispensable, cuya función principal es la descarga rápida. Cuando se corta la alimentación o se produce un corte momentáneo de energía debido a interferencias, la carga almacenada en el condensador debe liberarse a través de una ruta para garantizar un reinicio correcto en el siguiente encendido. Sin un diodo, cuando el pulso de interferencia de apagado es estrecho, el condensador se descarga a través de la resistencia R1, que tiene una gran resistencia, lo que resulta en una velocidad de descarga lenta. El circuito RC no puede descargarse completamente en el momento de un corte de energía, y el sistema no puede reiniciarse automáticamente al restablecerse. La interferencia momentánea del corte de energía puede provocar que el programa deje de funcionar con normalidad, lo que provoca un comportamiento errático o la entrada en un bucle infinito. La adición de un diodo proporciona una ruta de descarga rápida para el condensador. Debido a la muy baja resistencia de encendido del diodo, como se muestra en la ruta de descarga del circuito de reinicio STM32 en la Figura 2, la carga del condensador C1 se descarga rápidamente a través del diodo D1, lo que garantiza la estabilidad y la fiabilidad del circuito de reinicio. Cuando se corta la alimentación, el condensador se descarga rápidamente a tierra a través del diodo. Al restablecerse la alimentación, el condensador se ha descargado por completo y puede iniciar inmediatamente el proceso de carga, activando así la operación de reinicio. Esta rápida descarga garantiza que el circuito de reinicio pueda volver rápidamente a su estado inicial tras un corte de energía o una anomalía en el suministro eléctrico.

Al diseñar circuitos de fuente de alimentación conmutada, normalmente calculamos la ondulación de salida utilizando la siguiente fórmula:Si el condensador utilizado es un MLCC (condensador cerámico multicapa), su ESR es insignificante debido a su bajo valor. Por lo tanto, con base en la tensión de entrada/salida, la frecuencia de conmutación y la ondulación objetivo, la capacitancia se puede calcular mediante la siguiente fórmula:Sin embargo, el valor de capacitancia calculado con la fórmula anterior resultó en una mayor ondulación de salida durante la prueba real. ¿A qué se debe esto? Esto se debe a que los MLCC (condensadores cerámicos multicapa) tienen una característica de polarización de CC: al aplicar una tensión de CC al condensador, se reduce su capacitancia. La figura 1 a continuación muestra la característica de polarización de CC del capacitor de 22 uF/10 V de Murata.Figura 1Como se puede observar, al aplicar una tensión continua de 5 V al condensador, su capacitancia se reduce a aproximadamente el 50 % de su valor inicial. La polarización continua de los condensadores MLCC es muy pronunciada; cuanto mayor sea la capacitancia, más rápido disminuirá al aumentar la tensión, lo cual debe tenerse en cuenta en el diseño del circuito. Generalmente, la polarización continua de los condensadores MLCC presenta las siguientes características: ① Cuanto mayor sea la capacitancia, más pronunciada será la característica de polarización; la capacitancia disminuye más a medida que aumenta el voltaje. ② Para capacitores de la misma capacitancia pero diferentes voltajes nominales, la capacitancia disminuye aproximadamente de la misma manera bajo el mismo voltaje (no hay ningún capacitor con un voltaje nominal alto que disminuya menos). ③ Para capacitores de la misma capacitancia y voltaje nominal, cuanto más grande sea el paquete, más lento disminuirá la capacitancia. La caída de la capacitancia de los MLCC es una realidad objetiva. El diseño debe basarse en la capacitancia bajo la tensión de polarización real, no en la nominal. Por ejemplo, si un circuito requiere un condensador de 10 µF y se selecciona un MLCC tipo X7R (10 V nominal), con una tensión de polarización real de 5 V (momento en el cual la capacitancia se desintegra aproximadamente en un 50 %), se deben conectar en paralelo dos condensadores con una capacitancia nominal de 10 µF para garantizar que la capacitancia real cumpla con los requisitos.

En un convertidor de conmutación reductor, la corriente pico teórica que puede soportar el inductor de potencia es IL,PK=(1+r/2)×IAFUERAEsta es la base para el valor mínimo de la corriente nominal o corriente de saturación del inductor de potencia. El valor real de selección debe ser mayor que el valor teórico de la corriente de pico.Una vez que se determinan el valor de inductancia y otras condiciones del inductor de potencia, la corriente pico real del inductor es Icima = yoafuera,max + ∆I_L/2 (donde ∆I_L es la corriente de ondulación real en el inductor después de que se determina el valor de inductancia).La fórmula para calcular el valor mínimo del inductor de potencia en un circuito BUCK es la siguiente:Donde VENTRADA,MÁXIMO es el voltaje de entrada máximo que el circuito BUCK necesita soportar, VAFUERA es el voltaje de salida típico, FSW es la frecuencia de conmutación, IFUERA,MÁXIMO es la corriente de carga máxima que se debe soportar y r es el coeficiente de corriente de ondulación, que normalmente se establece entre 0,3 y 0,5.La fórmula anterior sirve de base para determinar el valor mínimo de inductancia de potencia en el convertidor reductor BUCK. El valor real no debe ser inferior al calculado teóricamente; de ​​lo contrario, la corriente de rizado real y otros parámetros del circuito no cumplirán con los valores objetivo de los requisitos de diseño.Transformando la fórmula anterior, obtenemos la fórmula para calcular el valor mínimo de inductancia de potencia, como se muestra a continuación:Por lo tanto, se puede ver que el voltaje de entrada VIN es directamente proporcional a la inductancia L; cuanto mayor sea el voltaje de entrada (el voltaje de entrada máximo que se debe soportar es VENTRADA,MÁXIMO), mayor será la inductancia requerida.Si el circuito BUCK diseñado solo necesita soportar el valor de voltaje de entrada típico VEN, TÍPICO, es decir, el voltaje de entrada es un valor fijo, entonces el cálculo de la inductancia de potencia mínima mencionada anteriormente también puede utilizar VEN, TÍPICO.

Figura 1. Topología del convertidor BUCK no síncronoLa Figura 1 muestra la topología de un convertidor BUCK asíncrono. Los chips de convertidores BUCK asíncronos suelen integrar internamente solo el MOSFET de lado alto. Se debe instalar un diodo de rueda libre entre el pin SW y GND como ruta de rueda libre para el inductor de potencia cuando el MOSFET de lado alto está desactivado.La selección del diodo de rueda libre debe cumplir al menos los siguientes dos criterios estrictos (1)(2) y dos criterios de optimización (3)(4):(1) La tensión de funcionamiento inverso VRRM del diodo de rueda libre debe ser igual o mayor que la tensión de entrada máxima VIN(max).(2) La corriente de conducción directa IF(AV) del diodo de rueda libre no debe ser inferior a Iout(máx)*(1-D), donde D es el ciclo de trabajo del convertidor reductor e Iout(máx) es la corriente de carga máxima que este puede soportar. Para una selección más rigurosa de la capacidad de sobrecorriente del diodo de rueda libre, se puede seleccionar que sea mayor o igual a la corriente de pico en el inductor IOUT+(ΔIL)/2.(3) Cuanto menor sea la caída de tensión directa VF, menor será la pérdida de potencia causada por este parámetro y mayor será la eficiencia energética. (4) Cuanto más rápida sea la velocidad de conmutación del estado encendido al estado apagado (menor el tiempo de recuperación inversa trr), menor será la pérdida de recuperación inversa y mayor la eficiencia energética, mejor.Los diodos de barrera Schottky (SBD) son opciones ideales para diodos de rueda libre debido a su pequeña caída de voltaje directo y rápido tiempo de recuperación inversa (normalmente decenas de nanosegundos o incluso unos pocos nanosegundos), lo que reduce las pérdidas de energía en el diodo de rueda libre.Para diseñar un convertidor reductor CC-CC con un rango de tensión de entrada de CC de 9-36 V, una tensión de entrada típica de 12 V, una tensión de salida de 5 V y una capacidad de carga máxima de 5 A, se seleccionó un diodo Schottky con una tensión de operación inversa de 40 V y una corriente directa superior a 5 A, ya que su tensión de entrada máxima es de 36 V. Como se muestra en la Figura 2, el diodo Schottky SS54 tiene una tensión de operación inversa de 40 V, una corriente rectificada promedio de 5 A y una caída de tensión directa máxima de 0,55 V con una corriente directa de 5,0 A, lo que cumple con los requisitos del circuito.Figura 2 Parámetros eléctricos del diodo Schottky SS54Cuando la tensión de entrada es de 12 V, el ciclo de trabajo es de 5/12 y la corriente media que fluye a través del diodo de rueda libre es de 5,0 A*(1-5/12)=2,917 A. Cuando la tensión de entrada alcanza un valor máximo de 36 V, el ciclo de trabajo es de 5/36 y la corriente media máxima que fluye a través del diodo de rueda libre es de 5,0 A*(1-5/36)=4,3 A. Como se muestra en la Figura 3, D3 (SS54) en el ejemplo de diseño del circuito TPS54360DDAR es el diodo de rueda libre seleccionado.Figura 3. Ejemplo de diseño de circuito TPS54360DDAR 

El artículo anterior mencionó que, para suprimir la influencia del ruido de alta frecuencia, el circuito de muestreo de corriente de 4-20 mA necesita añadir un filtro paso bajo RC antes del muestreo del ADC. Se adopta el circuito de filtro paso bajo RC que se muestra en la Figura 1, donde R2 es 1.6K y C1 es 0.1uF. La frecuencia de corte fc es de aproximadamente 1 kHz.Figura 1 Filtro paso bajo RCEl siguiente análisis examina su capacidad de supresión de ruido a través de cálculos prácticos, utilizando una señal en banda de 200 Hz y una señal de ruido fuera de banda de 5 kHz como ejemplos para calcular su respuesta de amplitud-frecuencia.La salida de un divisor de resistencia típico se muestra en la Figura 2.Figura 2 Salida del divisor de voltaje de resistenciaEl filtro RC utiliza una estructura equivalente, reemplazando R2 por un condensador. Primero, reemplazamos R2 por la reactancia capacitiva (XC) del condensador, obteniendo la expresión de salida del divisor de tensión RC, como se muestra en la Figura 3: Figura 3. Salida del divisor de voltaje de resistencia-capacitorLa expresión para la reactancia capacitiva del condensador es la siguiente:Figura 4. Expresión para la reactancia capacitiva de un condensador.En el ejemplo de diseño anterior, R ≈ 1600 Ω y C = 100 nF. Suponemos que la amplitud de VIN es de 1 V y calculamos la amplitud de VOUT utilizando una frecuencia de onda sinusoidal de 200 Hz (Figura 5):Figura 5Los resultados del cálculo en la Figura 5 muestran que la amplitud de la señal de 200 Hz permanece prácticamente inalterada, lo cual concuerda con la expectativa de mantener la amplitud de la señal sin atenuación y suprimir el ruido. A continuación, veamos cómo el filtro atenúa con éxito el componente de ruido de 5 kHz (Figura 6).Figura 6Los resultados del cálculo en la Figura 6 muestran que la amplitud del ruido es solo alrededor del 20% de su valor original, lo que demuestra que el efecto de supresión del ruido fuera de banda es significativo.

El circuito de diseño que se muestra en la figura a continuación se observa con frecuencia en la comunicación CAN: la resistencia terminal CAN no utiliza directamente 120 ohmios. En su lugar, se añade un condensador conectado a tierra entre dos resistencias de 62 Ω para dividir la resistencia terminal en dos partes, lo que se conoce como terminación dividida.Figura 1 Circuito de interfaz de bus CANEste método de conexión es bastante sofisticado y reduce eficazmente las interferencias externas en la señal diferencial. El bus CAN transmite señales diferenciales, que generalmente son muy resistentes a las interferencias de modo común. Sin embargo, para un diseño de alta fiabilidad, el bus CAN debe soportar diversos entornos hostiles. Las interferencias de pico de modo común de alta amplitud en el bus pueden dañar los circuitos conectados a tierra del transceptor CAN, lo que requiere supresión de interferencias. El método más sencillo y eficaz para suprimir estas interferencias es utilizar un filtro paso bajo RC. Esto implica dividir la resistencia de terminación de 120 Ω en dos resistencias de 62 Ω conectadas en serie, con un pequeño condensador conectado a tierra entre ambas resistencias. Esto crea un filtro paso bajo RC en cada uno de los dos puertos de transmisión diferencial, CANH/CANL, del bus CAN. La frecuencia de corte de un filtro paso bajo RC es Fc = 1/(2πRC), por lo que C = 1/(2πRFc). Esto significa que el tamaño del condensador está relacionado con la frecuencia de corte de transmisión de la señal. La elección del condensador suele estar determinada por la velocidad en baudios. Para una velocidad en baudios de 500 kHz, se elige una frecuencia de corte de 500 kHz. La fórmula para calcular la capacitancia es:C = 1/(2πRFc) = 1/(2π*500000*62) = 5,13 nF. Un condensador de 4,7 nF, que se acerca al valor habitual, es suficiente.El bus CAN utiliza terminación dividida para filtrar de manera más efectiva el ruido de modo común de alta frecuencia, mejorando la estabilidad de la comunicación en entornos industriales complejos.  

En el uso real del bus CAN, como se muestra en la Figura 1, se debe conectar una resistencia de 120 Ω en ambos extremos del bus. Entonces, ¿cuál es la base para usar una resistencia de 120 Ω?Figura 1A continuación tomamos el diagrama de arquitectura interna de TJA1044 como ejemplo para el análisis.Figura 2La característica del bus CAN es que el dominante representa 0 y el recesivo representa 1. Cuando el bus es recesivo, los transistores superior e inferior Q1 y Q2 del TJA1044 se desactivan, dejando CANH y CANL inactivos con una diferencia de voltaje de 0 V. Cuando el bus es dominante, los transistores superior e inferior Q1 y Q2 del TJA1044 se activan, creando una diferencia de voltaje entre CANH y CANL. Si no hay carga en el bus y el bus es recesivo, la resistencia diferencial del bus será muy grande, lo que provocará que incluso una mínima energía externa lo convierta en dominante. Esto se debe principalmente a que el voltaje umbral mínimo para dominante en los transceptores típicos es de tan solo unos 500 mV. Por lo tanto, para mejorar la inmunidad del bus a las interferencias, se requiere una resistencia de terminación. Sin embargo, esta resistencia debe mantenerse lo más baja posible (y también para evitar una corriente excesiva). Además, también debe considerarse la capacitancia parásita en el bus. Cuando el bus es dominante, el capacitor se carga, y cuando es recesivo, se descarga. Si el bus no tiene resistencias en paralelo, solo puede descargarse a través de los transceptores en ambos extremos. Esto afecta el tiempo de transición entre los dos estados (recesivo y dominante), lo que resulta en anomalías en la forma de onda (ascenso), como se muestra en la Figura 3. Cuando una señal encuentra una discontinuidad de impedancia en una ruta de transmisión de alta velocidad, causa reflexiones de señal, que llamamos discontinuidades de impedancia. Agregar resistencias terminales puede eliminar o reducir el impacto de estas reflexiones de señal. Las resistencias terminales absorben la energía de la señal, evitando que se disperse en el bus. Entonces, ¿por qué 120 Ω? De hecho, la norma ISO 11898-2 define claramente 120 Ω como el valor de resistencia más razonable, determinado mediante extensas pruebas experimentales.Figura 3Si desea verificar qué tan grande es la resistencia terminal del bus requerida en un proyecto real, puede probarlo utilizando el método que se muestra en la Figura 4 a continuación.Figura 4Conecte una resistencia ajustable en paralelo al bus y ajústela hasta que la forma de onda cuadrada permanezca sin distorsión. Al seleccionar la potencia de la resistencia terminal, se debe tener en cuenta la condición de cortocircuito de la interfaz. Esto significa que, en caso de cortocircuito, la corriente fluirá directamente de CANH a CANL. Sin embargo, la corriente que un transceptor CAN típico puede soportar es de tan solo decenas de mA (debido a las medidas internas de limitación de corriente del transceptor). Por ejemplo, el TJA1044 solo maneja 50 mA. Basándonos en P = I² * R, obtenemos 50 mA * 50 mA * 120 Ω = 0,3 W. Por lo tanto, la potencia de la resistencia se selecciona en 0,25 W, que es el encapsulado 1206 común.