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Figura 1 Fuente de alimentación BUCNormalmente, al diseñar una fuente de alimentación reductora asíncrona, se conecta un condensador de arranque entre los pines SW y BOOT del chip, como C1 en la Figura 1. Este condensador se caracteriza por la imposibilidad de que el voltaje a través del condensador cambie repentinamente. Cuando se mantiene un cierto voltaje a través del condensador, al aumentar el voltaje en el terminal negativo del condensador, el voltaje en el terminal positivo se mantiene en la diferencia de voltaje original en el terminal negativo, aumentando así el voltaje de activación.Figura 2 Diagrama de la estructura interna del chip BuckEl chip reductor mostrado en la Figura 2 consta de dos transistores NMOS que conducen de forma complementaria y alterna. El voltaje de entrada total VIN se alimenta a través de un regulador de voltaje interno, que genera un voltaje de CC bajo Vb para cargar Vboot. Este regulador de voltaje interno suele ser una fuente de alimentación de baja caída (LDO). Durante el funcionamiento del chip reductor, cuando el MOSFET Q2 de lado bajo está activado, el voltaje SW es ​​0. El voltaje de salida LDO Vb carga el condensador de arranque C1, que luego fluye a través del diodo D1 y luego del MOSFET Q2 de lado bajo. El voltaje a través del condensador es aproximadamente igual a Vb, y el voltaje del pin BOOT ahora es Vb. Cuando el MOSFET Q2 de lado bajo está desactivado y el MOSFET Q1 de lado alto está activado, el voltaje en el pin SW aumenta de 0 V a VIN. El polo S del MOSFET Q2 de lado bajo está conectado directamente a tierra. Mientras el polo G emita un nivel alto (>Vth), el MOSFET Q2 de lado bajo se activará. El voltaje del polo S del MOSFET Q1 de lado alto es el voltaje de entrada VIN. Para mantener el estado activado del MOSFET Q1 de lado alto, su voltaje de control de compuerta debe ser mayor que VIN + Vgs(th). Dado que el voltaje a través del capacitor no puede cambiar repentinamente en este punto, el pin BOOT se eleva a un voltaje mayor que VIN (VIN + Vb). El capacitor C1 está conectado en paralelo a la fuente de alimentación de la unidad controladora del MOSFET Q1 de lado alto, HS Driver. El capacitor de arranque C1 se descarga para proporcionarle energía, y el voltaje de suministro es la diferencia de voltaje a través del capacitor de arranque. Debido a la presencia del capacitor de arranque, el voltaje de control de compuerta-fuente del MOSFET Q1 de lado alto cumple la condición de encendido (Vgs > VIN + Vgs(th)), manteniendo así el estado activado del MOSFET Q1 de lado alto. Mientras el voltaje del pin BOOT al pin SW sea superior al umbral UVLO de BOOT, el MOSFET Q1 de lado alto permanece activado. Cuando el voltaje del capacitor de arranque cae por debajo del umbral BOOT UVLO debido a la descarga, el MOSFET Q1 del lado alto se apaga y el MOSFET Q2 del lado bajo se enciende, cargando periódicamente el capacitor de arranque, implementando así el modo de control PWM de la fuente de alimentación reductora.

En los circuitos utilizados para la comunicación de bus SPI con dispositivos periféricos, normalmente se conecta una pequeña resistencia con una resistencia de decenas de ohmios en serie con la línea de señal, como se muestra en la Figura 1. Este diseño logra las siguientes funciones:1. Adaptación de impedancia. Cuando las líneas de señal SPI son largas o la capacitancia de carga es alta, la señal puede reflejarse al final de la línea de transmisión, causando oscilación de la forma de onda (resonancia) o sobreimpulso/subimpulso. La resistencia en serie actúa como un adaptador de impedancia en el extremo de la fuente (generalmente cerca del extremo maestro), absorbiendo la energía reflejada y reduciendo los problemas de integridad de la señal. Esto es especialmente crítico en SPI de alta velocidad (p. ej., decenas de MHz) o trazas largas.2. Reducir la interferencia electromagnética (EMI). La comunicación SPI suele operar a altas velocidades. La resistencia en serie, junto con la capacitancia de la línea y la capacitancia de la carga, forma un circuito RC. Esta estructura de circuito ayuda a ralentizar los flancos de subida y bajada de la señal, evitando así la sobreoscilación. Esto tiene un efecto positivo en la supresión de EMI, especialmente en circuitos de alta velocidad.3. Limitación de corriente y protección del dispositivo. La resistencia limita el flujo de corriente en caso de cortocircuito accidental (p. ej., debido a errores de cableado), lo que evita daños en los puertos de E/S del dispositivo maestro o esclavo.4. Optimizar la depuración. Durante la depuración, es habitual usar un osciloscopio para capturar formas de onda. Conectar una resistencia en serie con la línea de señal SPI facilita la observación y depuración de la forma de onda de la señal con un osciloscopio, lo que mejora la eficiencia de la depuración.

Figura 1 Fuente de alimentación BUCNormalmente, al diseñar una fuente de alimentación reductora asíncrona, se conecta un condensador de arranque entre los pines SW y BOOT del chip, como C1 en la Figura 1. Este condensador se caracteriza por la imposibilidad de que el voltaje a través del condensador cambie repentinamente. Cuando se mantiene un cierto voltaje a través del condensador, al aumentar el voltaje en el terminal negativo del condensador, el voltaje en el terminal positivo se mantiene en la diferencia de voltaje original en el terminal negativo, aumentando así el voltaje de activación.Figura 2 Diagrama de la estructura interna del chip BuckEl chip reductor mostrado en la Figura 2 consta de dos transistores NMOS que conducen de forma complementaria y alterna. El voltaje de entrada total VIN se alimenta a través de un regulador de voltaje interno, que genera un voltaje de CC bajo Vb para cargar Vboot. Este regulador de voltaje interno suele ser una fuente de alimentación de baja caída (LDO). Durante el funcionamiento del chip reductor, cuando el MOSFET Q2 de lado bajo está activado, el voltaje SW es ​​0. El voltaje de salida LDO Vb carga el condensador de arranque C1, que luego fluye a través del diodo D1 y luego del MOSFET Q2 de lado bajo. El voltaje a través del condensador es aproximadamente igual a Vb, y el voltaje del pin BOOT ahora es Vb. Cuando el MOSFET Q2 de lado bajo está desactivado y el MOSFET Q1 de lado alto está activado, el voltaje en el pin SW aumenta de 0 V a VIN. El polo S del MOSFET Q2 de lado bajo está conectado directamente a tierra. Mientras el polo G emita un nivel alto (>Vth), el MOSFET Q2 de lado bajo se activará. El voltaje del polo S del MOSFET Q1 de lado alto es el voltaje de entrada VIN. Para mantener el estado activado del MOSFET Q1 de lado alto, su voltaje de control de compuerta debe ser mayor que VIN + Vgs(th). Dado que el voltaje a través del capacitor no puede cambiar repentinamente en este punto, el pin BOOT se eleva a un voltaje mayor que VIN (VIN + Vb). El capacitor C1 está conectado en paralelo a la fuente de alimentación de la unidad controladora del MOSFET Q1 de lado alto, HS Driver. El capacitor de arranque C1 se descarga para proporcionarle energía, y el voltaje de suministro es la diferencia de voltaje a través del capacitor de arranque. Debido a la presencia del capacitor de arranque, el voltaje de control de compuerta-fuente del MOSFET Q1 de lado alto cumple la condición de encendido (Vgs > VIN + Vgs(th)), manteniendo así el estado activado del MOSFET Q1 de lado alto. Mientras el voltaje del pin BOOT al pin SW sea superior al umbral UVLO de BOOT, el MOSFET Q1 de lado alto permanece activado. Cuando el voltaje del capacitor de arranque cae por debajo del umbral BOOT UVLO debido a la descarga, el MOSFET Q1 del lado alto se apaga y el MOSFET Q2 del lado bajo se enciende, cargando periódicamente el capacitor de arranque, implementando así el modo de control PWM de la fuente de alimentación reductora.

Todos los sensores e instrumentos tienen un rango de voltaje operativo, y solo dentro de este rango el sistema puede operar de forma estable y fiable. Sabemos que el umbral de alto voltaje se puede controlar mediante un circuito de protección contra sobretensiones, pero ¿cómo se define el umbral de bajo voltaje? Las fuentes de alimentación suelen utilizar una solución de tipo reductor (BUCK) con baja caída de tensión (LDO). El voltaje mínimo de funcionamiento se establece mediante la función UVLO (bloqueo por subtensión) del circuito reductor, que actúa como una "puerta de seguridad". Esto garantiza que el sistema funcione solo cuando el voltaje de entrada es superior al UVLO, evitando la inestabilidad en las fuentes de alimentación posteriores y posibles interrupciones del sistema debido a voltajes de entrada excesivamente bajos.El bloqueo por subtensión (UVLO) es un mecanismo de protección de circuitos que monitorea la tensión de entrada del sistema. Cuando la tensión de entrada cae por debajo de un umbral establecido, el UVLO corta la salida de la fuente de alimentación, lo que previene la inestabilidad del sistema, daños a los componentes e incluso riesgos de seguridad causados ​​por una tensión insuficiente.Diseño de umbral doble UVLOUmbral de inicio (V_START): cuando el voltaje de entrada aumenta a este valor, el circuito comienza a funcionar (por ejemplo, 6,5 V).Umbral de apagado (V_STOP): Cuando la tensión de entrada cae a este valor, el circuito deja de funcionar (por ejemplo, 5 V). Tensión de histéresis (HYS): Esto evita la conmutación frecuente causada por fluctuaciones de tensión cerca del umbral (por ejemplo, tras arrancar a 6,5 ​​V, la tensión debe caer a 5 V antes de apagarse).Tomemos como ejemplo el chip de fuente de alimentación reductor TPS54561 de TI. Su función UVLO se implementa mediante el pin EN. Su estructura interna incluye dos módulos clave: 1. Comparador de tensión: Detecta la tensión del pin EN frente a un umbral interno (valor típico V_ENA = 1,2 V). 2. Fuente de corriente de histéresis: Proporciona una corriente de histéresis de Ihys = 3,4 μA para evitar la conmutación frecuente causada por fluctuaciones de tensión.Según la hoja de datos, el pin EN del TPS54561 incluye una fuente de corriente de pull-up I1 = 1,2 μA, una fuente de corriente de histéresis Ihys = 3,4 μA y V_ENA = 1,2 V (umbral del pin EN). El umbral UVLO se configura mediante dos resistencias divisoras de tensión, como se muestra en la siguiente fórmula:Método de configuración UVLO TPS54561Utilice una red divisoria de resistencia externa para ajustar el voltaje de inicio de UVLO (V_START) y el voltaje de apagado (V_STOP):Comience cuando el voltaje de entrada sea ≥ 6,5 V (agregue pasos de 1 a 3 V al objetivo de voltaje de salida de 5 V, aquí 5 V + 1,5 V = 6,5 V).Detenerse cuando el voltaje de entrada sea ≤ 5 V (porque el voltaje de salida objetivo es 5 V).Pasos del cálculo:Calcular R1/R_UVLO1:R_UVLO1 = (V_INICIO - V_PARADA) / I_HYS = (6,5 V - 5 V) / 3,4 μA ≈ 442 kΩCalcular R2/R_UVLO2:R_UVLO2 = (V_ENA * R_UVLO1) / (V_START - V_ENA + I1 * R_UVLO1) ≈ 90,9kΩEl resultado final se muestra en la siguiente figura:UVLO actúa como un guardián del sistema de suministro de energía, tomando medidas decisivas cuando el voltaje es anormal, ¡agregando un bloqueo de seguridad a su solución de suministro de energía!

Al diseñar PCB de alta velocidad o alta frecuencia, los ingenieros electrónicos utilizan el principio 20H para cumplir con las normas EMI y reducir la radiación electromagnética. Este principio requiere que el plano de alimentación esté retranqueado 20H con respecto al plano de tierra, donde H representa la distancia entre el plano de alimentación y el plano de tierra. Esto también sirve para suprimir la radiación de borde. La interferencia electromagnética se irradia hacia afuera en los bordes de la placa. Al retranquear el plano de alimentación, el campo eléctrico se conduce solo dentro de los límites del plano de tierra, lo que mejora eficazmente la EMC. Un respaldo 20H puede confinar el 70% del campo eléctrico al borde de tierra; un respaldo 100H puede confinar el 98% del campo.El plano de tierra debe ser mayor que el plano de alimentación o señal para evitar interferencias de radiación externa y protegerlo de ellas. Generalmente, retrasar el plano de alimentación 1 mm con respecto al plano de tierra durante el diseño de la PCB es suficiente para cumplir con el principio 20H. Para implementar este principio, normalmente retrasamos el plano de alimentación 1 mm con respecto al plano de tierra al dividir las capas del plano. A continuación, se perforan vías de tierra de blindaje, cada una de 150 milésimas de pulgada, dentro de la cinta de soporte de 1 mm, como se muestra en la Figura 1.

Para garantizar la calidad del enrutamiento de la señal y evitar la diafonía durante el diseño de PCB, mantenemos una separación entre las pistas de señal de tres veces el ancho de línea. Como se muestra en la Figura 1, esta separación se refiere a la distancia entre centros de las pistas. Dado que el ancho de línea se expresa en inglés como "width", esta regla se conoce a menudo como el principio de 3W. Cuando la distancia entre centros de las pistas es al menos tres veces el ancho de línea, se garantiza que el 70% de los campos eléctricos entre líneas estén libres de interferencias. Si el 98% de los campos eléctricos entre líneas deben estar libres de interferencias, se puede utilizar la regla de 10W.El principio 3W es un principio de diseño de PCB que los diseñadores pueden seguir sin necesidad de técnicas de diseño adicionales. Sin embargo, este enfoque de diseño consume una superficie considerable y puede dificultar el enrutamiento. El punto de partida fundamental del principio 3W es minimizar el acoplamiento entre pistas. Este principio se puede expresar de la siguiente manera: la distancia entre pistas (la distancia entre los centros de las pistas) debe ser tres veces el ancho de una sola pista. Alternativamente, la distancia entre dos pistas debe ser mayor que el doble del ancho de una sola pista. Por ejemplo, si una línea de reloj tiene 6 milésimas de pulgada de ancho, otras pistas solo se pueden enrutar a 2 x 6 milésimas de pulgada de esta pista, o el espaciado de borde a borde debe ser mayor que 12 milésimas de pulgada. El principio 3W se implementa fácilmente en el diseño de PCB al garantizar que el espaciado de centro a centro entre pistas sea tres veces el ancho de la pista. Por ejemplo, si una pista tiene 6 milésimas de pulgada de ancho, entonces en Allegro, la regla de línea a línea se puede establecer en 12 milésimas de pulgada para cumplir con el principio 3W. El espaciado en el software se calcula en función del espaciado de borde a borde, como se muestra en la Figura 2. 

La corriente de irrupción es una corriente transitoria y alta que se genera al encender una fuente de alimentación o un dispositivo. En nuestras fuentes de alimentación y sistemas electrónicos, la corriente de irrupción es indeseable, ya que puede sobrecargar y dañar el dispositivo.Los circuitos de fuente de alimentación conmutada reductora utilizan un circuito de arranque suave para controlar la tasa de aumento de corriente durante el arranque del sistema, suministrando gradualmente energía a la carga y mitigando el impacto de la corriente de entrada en el sistema. La función de arranque suave de una fuente de alimentación reductora se logra mediante la configuración de un condensador de arranque suave. Este suprime eficazmente la corriente de entrada, evitando que la corriente de carga del condensador de salida supere el límite de corriente de la fuente de alimentación conmutada durante el arranque. Esto reduce la sobretensión en el propio circuito de conmutación y en las cargas posteriores, y minimiza las caídas de tensión de entrada. Además, un tiempo de arranque suave correctamente configurado garantiza un aumento suave de la tensión de salida, evitando fluctuaciones..Tomemos como ejemplo el chip TPS54561DPRT de TI. Su diagrama de bloques funcional interno se muestra en la Figura 1. El TPS54561DPRT implementa el arranque suave conectando un condensador externo al pin SS/TR. La relación voltio-amperio de un condensador se expresa como I = C * dV / dt. Esto indica que a mayor capacitancia, mayor voltaje, y a menor tiempo de carga, mayor corriente de carga. En otras palabras, para una capacitancia dada, la magnitud de la corriente de carga del condensador es proporcional a la tasa de variación del voltaje. Una fuente de alimentación conmutada reductora típica implementa un tiempo de arranque suave configurable conectando un condensador externo de arranque suave (CSS) al pin SS. La fuente de corriente de carga pull-up interna (ISS) carga el condensador CSS y lo compara con la tensión de referencia VREF para determinar el final del proceso. Según la fórmula de carga del condensador (I = C*ΔV/ΔT), el tiempo TSS necesario para que la tensión del condensador de arranque suave se cargue de cero a VREF es:TSS_SET = CSS * VREF/ISS (Ecuación 1)Para un circuito convertidor reductor, suponiendo que el valor de consigna de la tensión de salida es VOUT, el condensador de salida es COUT y la corriente de entrada que carga el condensador de salida es IINRUSH, el tiempo necesario para que la tensión en el condensador de salida (es decir, la tensión de salida) aumente desde cero hasta el valor de consigna VOUT es TSS_OUT. Utilizando la fórmula de carga del condensador, obtenemos:TSS_OUT = COUT * VOUT/IINRUSH (Ecuación 2)El requisito de arranque de una fuente de alimentación conmutada es que la tensión del condensador de arranque suave se cargue de cero a VREF dentro del tiempo de arranque suave TSS_SET, y la tensión del condensador de salida se cargue de cero al valor de consigna VOUT dentro del mismo lapso. Por lo tanto, obtenemos:TSS_SET = TSS_OUT (Ecuación 3)La fórmula final para calcular el condensador de arranque suave es: (Ecuación 4)Cuando un convertidor de conmutación arranca, la corriente que carga el condensador de salida se denomina convencionalmente corriente de entrada (IINRUSH). Esta corriente suele ser del 5 % al 10 % de la corriente de carga máxima del convertidor de conmutación (IOUT,MAX). Si la corriente de entrada (IINRUSH) es del 5 % de la corriente de salida máxima de la fuente de alimentación conmutada (IOUT,MAX), entonces IINRUSH = 5 % × IOUT. Sustituyendo IINRUSH = 5 % × IOUTMAX en la ecuación 4, se obtiene la siguiente expresión para el condensador de arranque suave (CSS): (Ecuación 5) Tomando el chip TPS54561DPRT como ejemplo, los datos de cálculo reales son los siguientes:Requisitos: VOUT = 5,0 V, COUT = 3 * 47 uF = 141 uF, IOUT, MAX = 5,0 AParámetros: ISS = 1,7 uA, VREF = 0,8 V, IINRUSH = 5 % * 5,0 A = 0,25 AResultados del cálculo:Se utiliza un condensador estándar cercano a 10 nF. Por esta razón, C13 = 0,01 uF en la figura siguiente.La configuración de los condensadores de arranque suave es fundamental para suprimir la corriente de entrada y garantizar la estabilidad del sistema. Al seleccionar correctamente la capacidad del condensador, se pueden proteger los componentes y, al mismo tiempo, satisfacer las necesidades de arranque en diferentes escenarios.  

La corriente de irrupción es una corriente transitoria y alta que se genera al encender una fuente de alimentación o un dispositivo. En nuestras fuentes de alimentación y sistemas electrónicos, la corriente de irrupción es indeseable, ya que puede sobrecargar y dañar el dispositivo.Los circuitos de fuente de alimentación conmutada reductora utilizan un circuito de arranque suave para controlar la tasa de aumento de corriente durante el arranque del sistema, suministrando gradualmente energía a la carga y mitigando el impacto de la corriente de entrada en el sistema. La función de arranque suave de una fuente de alimentación reductora se logra mediante la configuración de un condensador de arranque suave. Este suprime eficazmente la corriente de entrada, evitando que la corriente de carga del condensador de salida supere el límite de corriente de la fuente de alimentación conmutada durante el arranque. Esto reduce la sobretensión en el propio circuito de conmutación y en las cargas posteriores, y minimiza las caídas de tensión de entrada. Además, un tiempo de arranque suave correctamente configurado garantiza un aumento suave de la tensión de salida, evitando fluctuaciones.Tomemos como ejemplo el chip TPS54561DPRT de TI. Su diagrama de bloques funcional interno se muestra en la Figura 1. El TPS54561DPRT implementa el arranque suave conectando un condensador externo al pin SS/TR. La relación voltio-amperio de un condensador se expresa como I = C * dV / dt. Por lo tanto, a mayor capacitancia, mayor voltaje, y a menor tiempo de carga, mayor corriente de carga. En otras palabras, para una capacitancia dada, la magnitud de la corriente de carga del condensador es proporcional a la tasa de variación del voltaje. Una fuente de alimentación conmutada reductora típica implementa un tiempo de arranque suave configurable conectando un condensador externo de arranque suave (CSS) al pin SS. La fuente de corriente de carga pull-up interna (ISS) carga el condensador CSS y lo compara con la tensión de referencia VREF para determinar el final del proceso. Según la fórmula de carga del condensador I = C * ΔV / ΔT, el tiempo TSS necesario para que la tensión del condensador de arranque suave se cargue de cero a VREF es:TSS_SET = CSS * VREF / ISS (Ecuación 1)Para un circuito convertidor reductor, suponiendo que el valor de consigna de la tensión de salida es VOUT, el condensador de salida es COUT y la corriente de entrada que carga el condensador de salida es IINRUSH, el tiempo necesario para que la tensión en el condensador de salida (es decir, la tensión de salida) aumente desde cero hasta el valor de consigna VOUT es TSS_OUT. Utilizando la fórmula de carga del condensador, obtenemos:TSS_OUT = COUT * VOUT / IINRUSH (Ecuación 2)El requisito de arranque de una fuente de alimentación conmutada es que la tensión del condensador de arranque suave se cargue de cero a VREF dentro del tiempo de arranque suave TSS_SET, y la tensión del condensador de salida se cargue de cero al valor de consigna VOUT dentro del mismo lapso. Por lo tanto, obtenemos:TSS_SET = TSS_OUT (Ecuación 3)La fórmula final para calcular el condensador de arranque suave es:(Ecuación 4)Cuando un convertidor de conmutación arranca, la corriente que carga el condensador de salida se denomina convencionalmente corriente de entrada (IINRUSH). Esta corriente suele ser del 5 % al 10 % de la corriente de carga máxima del convertidor de conmutación (IOUT,MAX). Si la corriente de entrada (IINRUSH) es del 5 % de la corriente de salida máxima de la fuente de alimentación conmutada (IOUT,MAX), entonces IINRUSH = 5 % × IOUT. Sustituyendo IINRUSH = 5 % × IOUTMAX en la ecuación 4, se obtiene la siguiente expresión para el condensador de arranque suave (CSS):(Ecuación 5)Tomando el chip TPS54561DPRT como ejemplo, los datos de cálculo reales son los siguientes:Requisitos: VOUT = 5,0 V, COUT = 3 * 47 uF = 141 uF, IOUT, MAX = 5,0 AParámetros: ISS = 1,7 uA, VREF = 0,8 V, IINRUSH = 5 % * 5,0 A = 0,25 AResultados del cálculo:Se utiliza un condensador estándar cercano a 10 nF. Por esta razón, C13 = 0,01 uF en la figura siguiente.La configuración de los condensadores de arranque suave es fundamental para suprimir la corriente de entrada y garantizar la estabilidad del sistema. Al seleccionar correctamente la capacidad del condensador, se pueden proteger los componentes y, al mismo tiempo, satisfacer las necesidades de arranque en diferentes escenarios. 

Los LDO regulan su voltaje de salida para garantizar un funcionamiento estable bajo demandas de corriente de carga variables. Sin embargo, cuando la corriente de carga excede el rango de diseño, como en un cortocircuito o una sobrecarga, el exceso de corriente puede causar sobrecalentamiento o incluso daños en el chip. Para solucionar esto, se han desarrollado mecanismos de protección contra sobrecorriente que limitan la corriente de salida y protegen tanto al LDO como a su carga. Los LDO suelen tener dos mecanismos de protección contra sobrecorriente: limitación de corriente de pared y desconexión por sobrecorriente.1. Limitación de corriente de pared de ladrilloComo su nombre indica, la limitación de corriente de pared es un mecanismo de corte "duro". Cuando la corriente de salida supera el límite de corriente preestablecido, I_LIMIT, el LDO limita rápidamente la corriente de salida a I_LIMIT. Debido a la alta corriente de carga, la temperatura del LDO aumenta gradualmente. Una vez alcanzada la temperatura de protección del LDO, la salida del LDO se desactiva inmediatamente. A juzgar por la curva de tensión de salida-corriente de salida, esto se asemeja a una "pared de ladrillos" que impide un mayor aumento de la corriente. Por ejemplo, la hoja de datos del TPS7A16 indica que su umbral de límite de corriente de pared de ladrillo es de 105 mA (típico).Como se puede observar en la curva de voltaje de salida-corriente de carga de la figura anterior, cuando la corriente de carga supera I_LIMIT y activa la protección de temperatura del LDO, el voltaje de salida cae bruscamente. Este mecanismo se implementa típicamente mediante un circuito interno de detección de corriente combinado con un circuito de protección de temperatura. La estructura interna del LDO incluye un espejo de corriente para detectar la corriente. Cuando la corriente detectada supera la corriente de referencia establecida, se activa el límite de corriente, la temperatura del LDO aumenta y, al alcanzar la temperatura de protección, el transistor de potencia se desactiva, cortando la salida.Esto indica que la limitación de corriente de tipo pared de ladrillo es más segura durante sobrecargas breves. Se caracteriza por tolerar sobrecargas breves, pero si la sobrecarga persiste, la acumulación de calor provocará un apagado térmico.2. Límite de corriente de retrocesoLa limitación de corriente de retorno es muy similar a la limitación estándar de límite superior. Sin embargo, su propósito principal es limitar la disipación total de potencia. Esto significa que, a medida que VOUT disminuye y VIN se mantiene estable, el límite de corriente de salida se reduce linealmente para mantener el transistor de salida dentro de un límite seguro de disipación de potencia. Dispositivos como el TLV717P incorporan y se benefician de la limitación de corriente de retorno, ya que se alojan principalmente en encapsulados ultracompactos con mayor resistencia térmica. El comportamiento del límite de corriente de salida del TLV717P se muestra en la Figura 3. Como se puede observar, dado que VIN se especifica en VOUT + 0,5 V, la disipación de potencia máxima admisible a 25 °C es de 150 mW. Una vez superado el límite de corriente y VOUT comienza a disminuir (suponiendo que RLOAD es constante), tanto IOUT como la disipación de potencia disminuyen. Esto añade una ligera complejidad a los dispositivos no óhmicos que consumen una corriente constante y puede activar un estado de enclavamiento donde el dispositivo alimentado continúa reduciendo V.AFUERA y el LDO sigue reduciendo IAFUERA.3. Apagado por sobrecorrienteA diferencia de la limitación de corriente de pared y la limitación de corriente de retorno, la protección de apagado por sobrecorriente utiliza un mecanismo interno de apagado rápido. La estructura interna del LDO incorpora un espejo de corriente para detectar la corriente y un comparador para permitir un apagado rápido de la salida por sobrecorriente. Cuando la corriente de salida del LDO alcanza la corriente de protección contra sobrecorriente, el LDO se apaga directamente. Por lo tanto, la protección por umbral de corriente es más rápida que la limitación de corriente de pared y la limitación de corriente de retorno. Si la salida del LDO tiene una carga capacitiva elevada, experimentará una corriente de entrada elevada, lo que podría activar el apagado por sobrecorriente del LDO e impedir su arranque correcto. En este caso, no se debe seleccionar un LDO con apagado por sobrecorriente.

Cuando diseñamos el circuito periférico de la interfaz IIC, generalmente utilizamos el diagrama de topología con resistencia pull-up que se muestra en la Figura 1, y su estructura interna es la salida de drenaje abierto que se muestra en la Figura 2.El nivel de salida de drenaje abierto se controla mediante una resistencia pull-up externa y lógica interna, lo que permite que el bus se active y desactive. El circuito de drenaje abierto del bus consta de un transistor NMOS, que se activa y desactiva mediante una señal de control. Cuando la señal de control activa el transistor NMOS, la salida es baja. Cuando la señal de control desactiva el transistor NMOS, la salida es flotante, lo que requiere una resistencia pull-up externa para generar un nivel alto. Esta estructura permite que la compuerta de drenaje abierto controle con flexibilidad el nivel del bus, evitando la activación directa del mismo, garantizando así una conexión y comunicación seguras entre múltiples dispositivos. Las ventajas de usar esta salida de drenaje abierto son evidentes y se reflejan en los siguientes aspectos: 1. Prevención de cortocircuitos Si se utiliza la configuración push-pull en lugar de la de drenaje abierto, y varios dispositivos están conectados al mismo bus, y una E/S de un dispositivo emite un nivel alto mientras que la de otro emite un nivel bajo, las conexiones VCC y GND de estas dos E/S se cortocircuitarán, causando daños en el circuito. Sin embargo, la configuración de drenaje abierto elimina este problema. Independientemente del número de dispositivos conectados al bus, no hay riesgo de cortocircuito. 2. Aumente la capacidad de la unidad y reduzca el consumo de energía.La conexión de una resistencia pull-up al pin de salida de drenaje permite el cambio de nivel y proporciona una mayor capacidad de excitación. Esto aprovecha la capacidad de excitación del circuito externo para reducir la excitación interna del CI. Cuando el MOSFET interno del CI está activado, la corriente de excitación fluye desde la VCC externa a través de Rpull-up, el MOSFET y luego a GND. Solo se requiere una pequeña corriente de excitación de compuerta dentro del CI.3. Utilice "Y cableado" para determinar el estado activo del bus.Se pueden conectar varios pines de salida de drenaje abierto a una sola línea para formar una relación lógica "AND", conocida como función "AND cableada". Cuando un pin se pone a nivel bajo, el nivel lógico en la línea de drenaje abierto se convierte en 0. Este es también el principio que utiliza el bus I²C para determinar su estado activo.4. Facilitar el cambio del nivel de producciónEl nivel de transmisión se puede cambiar variando el voltaje de alimentación pull-up, mientras que el nivel alto de salida está determinado por VDD.

Los LDO regulan su voltaje de salida para garantizar un funcionamiento estable bajo demandas de corriente de carga variables. Sin embargo, cuando la corriente de carga excede el rango de diseño, como en un cortocircuito o una sobrecarga, el exceso de corriente puede causar sobrecalentamiento o incluso daños en el chip. Para solucionar esto, se han desarrollado mecanismos de protección contra sobrecorriente que limitan la corriente de salida y protegen tanto al LDO como a su carga. Los LDO suelen tener dos mecanismos de protección contra sobrecorriente: limitación de corriente de pared y desconexión por sobrecorriente.1. Limitación de corriente de pared de ladrillo Como su nombre indica, la limitación de corriente de pared es un mecanismo de corte "duro". Cuando la corriente de salida supera el límite de corriente preestablecido, I_LIMIT, El LDO limita rápidamente la corriente de salida a I_LIMIT. Debido a la alta corriente de carga, la temperatura del LDO aumenta gradualmente. Una vez que se activa la temperatura de protección del LDO, la salida del LDO se desactiva inmediatamente. La curva de voltaje-corriente de salida se asemeja a un "muro de ladrillos" que impide un mayor aumento de la corriente. Por ejemplo, la hoja de datos del TPS7A16 indica su umbral de límite de corriente de "muro de ladrillos" en 105 mA (típico).Como se puede observar en la curva de voltaje de salida-corriente de carga de la figura anterior, cuando la corriente de carga supera I_LIMIT y activa la protección de temperatura del LDO, el voltaje de salida cae bruscamente. Este mecanismo se implementa típicamente mediante un circuito interno de detección de corriente combinado con un circuito de protección de temperatura. La estructura interna del LDO incluye un espejo de corriente para detectar la corriente. Cuando la corriente detectada supera la corriente de referencia establecida, se activa el límite de corriente, la temperatura del LDO aumenta y, al alcanzar la temperatura de protección, el transistor de potencia se desactiva, cortando la salida.Esto indica que la limitación de corriente de tipo pared de ladrillo es más segura durante sobrecargas breves. Se caracteriza por tolerar sobrecargas breves, pero si la sobrecarga persiste, la acumulación de calor provocará un apagado térmico.2. Límite de corriente de retrocesoLa limitación de corriente de retorno es muy similar a la limitación estándar de límite superior. Sin embargo, su objetivo principal es limitar la disipación total de potencia. Esto significa que, a medida que VOUT disminuye y VIN se mantiene estable, el límite de corriente de salida se reduce linealmente para mantener el transistor de salida dentro de un límite seguro de disipación de potencia. Dispositivos como el TLV717P incorporan y se benefician de la limitación de corriente de retorno, ya que se encuentran principalmente encapsulados ultracompactos con mayor resistencia térmica. El comportamiento del límite de corriente de salida del TLV717P se muestra en la Figura 3. Como se puede observar, dado que VIN se especifica en VOUT + 0,5 V, la disipación de potencia máxima admisible a 25 °C es de 150 mW. Una vez superado el límite de corriente y VOUT comienza a disminuir (suponiendo que RLOAD es constante), tanto IOUT como la disipación de potencia disminuyen. Esto añade una ligera complejidad a los dispositivos no óhmicos que consumen una corriente constante y puede activar un estado de enclavamiento donde el dispositivo alimentado continúa reduciendo VOUT y el LDO continúa reduciendo IOUT.3. Apagado por sobrecorrienteA diferencia de la limitación de corriente de pared y la limitación de corriente de retorno, la protección de apagado por sobrecorriente utiliza un mecanismo interno de apagado rápido. La estructura interna del LDO incorpora un espejo de corriente para detectar la corriente y un comparador para lograr un apagado rápido de la salida por sobrecorriente. Cuando la corriente de salida del LDO alcanza el nivel de protección contra sobrecorriente, el LDO se apaga inmediatamente. Por lo tanto, la protección por umbral de corriente es más rápida que la limitación de corriente de pared y la limitación de corriente de retorno. Si la salida del LDO se carga con una carga capacitiva elevada, experimentará una corriente de entrada elevada, lo que podría activar el mecanismo de apagado por sobrecorriente del LDO e impedir su arranque correcto. En esta situación, no se debe seleccionar un LDO con apagado por sobrecorriente.

La frecuencia de resonancia del chip del acelerómetro es un indicador de rendimiento muy importante, que está relacionado con el rango de frecuencia de funcionamiento del sensor.1. Definición de frecuencia de resonanciaEl sensor del acelerómetro también es una estructura mecánica, por lo que también tiene una frecuencia natural. Como se muestra en la curva de amplitud-frecuencia de la Figura 1, cuando la frecuencia de vibración externa se acerca a la frecuencia de resonancia, el sensor resonará y la sensibilidad del acelerómetro aumentará rápidamente. La frecuencia correspondiente en este momento es la frecuencia de resonancia.2. La influencia de la frecuencia de resonancia en el rendimiento del sensorCuanto menor sea el tamaño del sensor, mayor será la frecuencia de resonancia. La frecuencia límite superior del acelerómetro depende de la frecuencia de resonancia en la curva de amplitud-frecuencia. Generalmente, el rango de frecuencia de operación del sensor del acelerómetro es inferior a 1/3 de su propia frecuencia de resonancia. Cuando la frecuencia de vibración medida es mucho menor que la frecuencia de resonancia, la señal de salida del acelerómetro es proporcional a la aceleración medida.3. Factores que afectan la frecuencia de resonanciaComo se mencionó anteriormente, al aumentar la frecuencia de resonancia del chip sensor, se puede ampliar el rango de frecuencia de operación, la banda de frecuencia plana del sensor se ensancha, el rango de trabajo se amplía, el acelerómetro se puede usar en más escenarios y su aplicabilidad es mejor. Sin embargo, el aumento de la frecuencia de resonancia también es limitado. Según la siguiente fórmula, a menor masa del bloque, mayor frecuencia de resonancia.Donde f0 es la frecuencia de resonancia, K es la rigidez equivalente del acelerómetro y M es la masa equivalente del sensor.Por lo tanto, la frecuencia de resonancia es una restricción estricta que determina el rango de respuesta en frecuencia disponible del acelerómetro. Un diseño y una aplicación razonables requieren que la frecuencia de operación se limite a menos de 1/3 de la frecuencia de resonancia, y en aplicaciones de alta precisión, debe limitarse a menos de 1/5 para garantizar la linealidad y la fiabilidad. La respuesta en frecuencia del ADXL356, que se muestra en la Figura 2, tiene una frecuencia de resonancia de aproximadamente 5,5 kHz y un ancho de banda de 3 dB de 2,5 kHz. En aplicaciones de alta precisión, el corte del filtro paso bajo generalmente se ajusta a menos de 1 kHz.